智能电子水表的通信方式主要有NB-IOT无线物联网和M-BUS有线抄表。 针对用户现场用水管理存在的一系列问题，全面帮助用户实现用水数据的远程采集、传输、分析、处理，以及阶梯式水价调控、手机在线充值缴费等智能化操作，远程控制等，为智能水表生产厂家和供电单位都带来了巨大的经济效益，受到了市场用户的热烈欢迎。

智能电子水表

1. NB-IOT无线物联网通信

NB-IoT无线物联网通信主要通过内置NB通信模块的智能电子水表实现智能化管理，利用NB-IoT信号基站传输数据。 水表安装好后，通电直接接入系统。 整个安装过程简单方便。 适用于别墅区、商场中心、工业园区等分散安装为主的场合。

NB-IOT通信方式的优势：

1、内置NB-IOT无线物联网通讯的智能电子水表，安装时无需布线，可为用户节省大量布线的人工和时间成本。 信号覆盖范围广，不受水表安装距离的限制。 可跨省市安装。 无论哪种方式智能抄表，只要安装水表的位置有NB信号即可。

2、NB-IOT无线抄表智能电子水表组网简单。 它不需要额外的集中器和收集器。 它有一个内置的NB模块。 只需一张手机SIM卡，直接连接NB信号基站，直接远程传输水数据。

3、NB-IOT信号覆盖范围广。 在相同频段下，NB-IoT相比现网有20dB的增益，相当于提升了100倍的覆盖面积。 智能电子水表只要安装NB-IOT信号基站就可以进行通讯，快速实现智能电子水表数据的远程抄读。

2. M-BUS转4G无线通讯

M-BUS转4G无线抄表通信主要是利用内置M-BUS通信模块的智能电子水表，在水表集中安装的主要场景下实现水表的远程智能管理，将数据在水表通过转换器，再通过4G网络将读取的用水量数据传输到集中器，实现远程自动抄表。

M-BUS通讯方式的优点：

1、M-BUS抄表通信综合成本低，使用智能电子水表性价比高。 集中共享安装模块，增加一个集中器即可快速读取32个水表的数据。 适用于出租房、酒店公寓、学校宿舍、住宅物业等水表安装相对集中的场景。

2、M-Bus远传水表通过电力线传输数据智能抄表，通讯稳定性更高更可靠，不易受外界环境干扰，数据精度高。

3、智能电子水表的M-BUS接口只有两根线，安装维护简单方便。 如果出现线路故障，水表能及时发出相应的预警提示，帮助用户及时解决问题，保障用水安全。

纯电动汽车的电控系统是整车的核心，高效稳定的IGBT逆变电路可以提高电控系统的性能。 正常工作时，IGBT处于高频、高压、大电流状态。 一旦驱动电源设计不合理，IGBT工作异常，系统将无法正常工作，严重时会导致模块爆裂[1]。 唐建强、周亚夫等人提出采用反激式拓扑结构设计驱动电源。 虽然可以实现多种驱动电源电路的方式，但同一电路中的高低压反馈网络存在安全隐患，而且只有在开关断开时才启动电源。 由于能量传输到二次侧，电源的瞬态特性较差[2-3]； IGBT逆变电路中有6组隔离驱动电源，单原边多副边的变压器方案难以满足电气隔离和爬电距离要求[4-5]； 孔维功等人提出了一种前后级的驱动力设计思路，但没有给出具体方案[6]。 为了解决这些问题，设计了一种基于推挽拓扑结构的IGBT驱动电源，包括芯片产生的推挽PWM信号、推挽变压器设计、输出倍压整流电路。

1 车用IGBT驱动电源特性分析

目前，纯电动汽车车载电池的额定电压有12V和24V两种规格，存在±20%的波动。 ，通常电机控制器的主控电路和驱动电路分布在两块PCB板上。 驱动电源的设计框架如图1所示，主控板的电压转换电路通常采用DC/DC转换器（如SEPIC电路）或反激电路实现，这主要取决于设计以及整个电控系统的电源架构的实现。 布局，此设计产生的 18 V 电压有 ±10% 的波动。 SEPIC电路可以实现宽范围的电压输入和恒压输出，可以消除车载电池电压波动对系统的影响[6]。 反激电路可以实现多路输出为不同模块供电。 低压侧通过三个推挽变压器为高压侧的IGBT提供驱动电源，变压器原副边采用开环控制。 与反激式方案相比，实现了高低压隔离。

从手册上查到IGBT的导通和关断电压范围为±20V。通常工作在饱和状态的IGBT，在IC一定的情况下，VCE随着UGE的增大而减小，当VCE一定时，IC随着UGE的增加而增加。 导通和关断过程中的损耗主要由IC和VCE决定，因此选择合适的导通电压可以降低IGBT的导通损耗； 同时，过高的导通电压会导致栅极电容快速充电，容易引起振荡，而过低会导致导通不完全，增加导通损耗，因此导通电压为一般选择在15V左右。另外，IGBT的米勒效应会导致原本关断的IGBT误导通。 负压关断可以避免这种情况，而且关断时逆变电路中的杂散电感引起的电压尖峰也必须控制在合理的范围内。 有相关文献表明，-8V左右的截止电压比较合适[7-8]。

2 IGBT驱动电源设计

2.1 推挽电源PWM信号产生电路设计

该系列是德州仪器推出的一种基于技术的电流模式脉宽调制芯片。 具有速度快、功耗低的特点。 它内部有误差放大器、PWM 比较器、过流比较器和振荡器 [9]。 只需很少的外部元件即可实现固定频率的PWM驱动脉冲信号。 电路结构如图2所示，OUTA和OUTB引脚可以同时驱动这对电子管。 驱动信号的频率是振荡器频率的一半，两个输出之间的死区时间为 60 ns 至 200 ns。 本设计的驱动频率为 170 kHz。 通过调整4脚外的RC大小可以设置振荡频率fz，计算如式(1)所示。 正常工作时，两个MOS管交替导通，SW1和SW2接在隔离变压器的原边，过流信号通过电流采样电阻R5反馈到CS脚。

2.2 推挽电路设计

推挽变换器由两个单端正激变换器演变而来，如图3所示。电路中，当Q关断时，退磁绕组N3的电压为上正下负，剩磁能量磁芯中的电流通过续流二极管VD1馈入电源，可避免变压器磁芯饱和。 在图4所示的推挽变换器中，当NP2绕组对应的上开关关断时，NP1通过电流采样电阻R5和下开关的二极管对电源进行反向充电，避免磁芯饱和[10] . 正常工作时，原边有两个推挽输出，能量通过变压器传输到副边。 副边为倍压整流电路，+和-8V_UT分别代表U相上桥的导通和关断电压，+和-8V_UB为导通和导通-U相下桥的关断电压。 V、W相驱动电源结构与U相完全相同，采用三个推挽变压器实现各相IGBT驱动电源的隔离。

2.3 变压器设计

三相全桥逆变电路中各桥臂的驱动电源相互独立，完全对称。 图1中单个IGBT栅极所需的驱动功率为：

其中：为单个IGBT所需的额定驱动功率； Qg为IGBT导通和关断过程中的总栅极电荷，手册数据为4.3 μC； fs为IGBT的开关频率，为10 kHz； VH 和 VL 分别为开启和关闭电压，分别为 15 V 和 -8 V。

计算为0.989 W。考虑到余量和兼容性，将设计为2 W (8 V/250 mA)。 如图4所示，可以认为变压器副边Ns1、Ns2的输出额定功率为2W。

变压器原边输入功率的计算公式为：

式中：Pin为原边输入功率； VO1和IO1为Ns1输出的额定电压和电流，分别为8 V和250 mA； VO2和IO2为Ns2输出的额定电压和电流，分别为8 V和250 mA； η为原副边传输效率取0.75。

初级电感的计算公式为：

式中：Lp为原边NP1和NP2的电感量，两者相等； Vin为原边输入直流电压，为18V； D为推挽MOS管的导通占空比，为0.47； f为推挽MOS管的导通频率，取。

原边峰值电流的计算公式为：

式中：NP为Np1和Np2的线圈匝数，两者相等； Ae是指磁芯窗口的有效截面积为8.47mm2。

二次匝数的计算公式为：

式中：NS为Ns1和Ns2的匝数，两者相等； 副边输出电压VO为8V。

2.4 倍压整流电路设计

图5中，当Ns1为上正下负时，电流有两条流路，一条是从线圈正极经电容C7、C8和二极管D3流向线圈负极，另一条是从线圈的正极通过二极管D2和电容器C6连接到线圈的负极。 此时D1处于反向截止状态。 当达到稳态时，C6、C7、C8两端电压为Ns1两端电压减去二极管压降，约为7.3V，即VL为-7.3V。

图6中，当Ns1为正负时，电流只有一条流路，从线圈正极经C6、D1、C2流向线圈负极。 此时D2、D3处于反向截止状态，C2两端电压为IGBT的导通电压VH。 根据基尔霍夫电压定理，C2两端电压的计算公式为：

式中：VC6为C6稳态时7.3V的电压； VNS1指Ns1两端8V电压； 二极管D1的管压降VD1为0.7V。

驱动电路中电源的连接方式如图7所示（以U相上桥为例）。 驱动芯片左侧为低压部分，PWM+和PWM-为驱动互锁信号，控制IGBT的导通和关断。 右边是高压部分。 当驱动芯片OUT引脚输出高电平时，三极管Q1导通，导通电压+通过导通电阻R1对IGBT栅极G_UT充电。 同样，当OUT输出端为低电平时，三极管Q2导通，栅极通过关断电阻R2放电至-8V_UT。 R1、R2、C2为驱动参数，相互匹配可以调节IGBT开断速度的开通和关断。 R3的作用是防止MOS管误导通，二极管D1和双向稳压D2可以将栅极电压钳位在合理范围内[11]。

3 仿真验证

如图8所示，在仿真软件上对设计电路进行验证电源控制器，结果如图9所示。推挽电路中两个MOS管的驱动PWM信号由函数信号发生器V1和V2产生随软件库一起提供。 满载电流可估算如下：

仿真中采用可变电流源作为负载，验证驱动电源的负载能力。 从图9可以看出，负载从轻载到重载时，开启和关闭电压的波动在±100 mV以内，说明该电源具有良好的带载能力。

4 样机试验

变压器原边的直流输入电压Vin有±10%的波动。 该输入电压下测得的驱动功率指标如表1所示，表中数据为6组驱动功率的平均值。 U相的实测波形如图10所示，(a)和(b)的实测结果与图9的仿真数据相差不大，(c)实测纹波约为40 mV。 说明该电源设计合理，性能稳定。

5 结论

本文提出的一种基于推挽电路的IGBT驱动电源设计，在电气隔离和动态响应方面较传统电源有很大改进。 但输入电压Vin存在±10%的波动，导致电源无法发挥最佳性能，这是后期优化的方向。 此外，该设计已应用于纯电动汽车电机控制器，运行安全稳定。

参考

[1] 巴腾飞，李艳，梁梅． 寄生参数对SiC栅源电压影响的研究[J]． 电工技术学报, 2016, 31(13): 64-73.

[2] 唐建强，周风兴，胡万平． IGBT全桥逆变隔离驱动辅助电源设计[J]. 电子技术应用, 2018, 44(1): 133-138.

[3] 周亚夫，侯克涵电源控制器，连静． 汽车电机控制器IGBT驱动板隔离电源优化设计[J]． 汽车实用技术，2019（9）：87-90。

[4] 张玉瑾． 纯电动汽车直流电源研究[D]. 北京：北京交通大学，2012.

[5] 郭天富, 葛俊.电动汽车逆变器IGBT驱动电源的设计及可用性测试[J]. 集成电路应用, 2018, 35(1): 87-89.

[6] 孔维功，李立荣，王振霞． 基于IGBT的逆变电源的研究与设计[J]． 控制工程, 2018, 25(5): 765-769.

[7] 王博． 基于[J]的IGBT驱动电路设计。 工业仪表与自动化设备, 2019(1): 42-45.

[8] 欧阳柳，李华，杨光，等． 风电变流器IGBT关断过电压抑制研究[J]. 大功率变流技术，2012(2)：13-15。

[9] 金力，戴永军，李兴，等． 基于推挽式升压开关电源的设计[J]． 电力世界, 2013(2): 21-24.

[10] 杜少武． 现代电力技术[M]． 合肥：合肥工业大学出版社，2010.

[11] 杜翔，陈全，王群静，等． 基于电流反馈的IGBT有源栅极驱动方法研究[J]． 电子技术应用, 2018, 44(4): 33-36.

作者信息：

杨海清、杨超

（浙江工业大学信息工程学院，浙江杭州）