LED是一种固态电光源和半导体照明器件，其电气特性具有高度离散性。具有体积小、机械强度高、耗电量小、寿命长、易于调节控制、无污染等特点。是一种极具发展前景的新型光源产品。LED调光有两种实现方式：模拟调光和数字调光，其中模拟调光是通过改变LED电路中的电流来实现调光；数字调光，又称PWM调光，是通过PWM波对LED进行点亮和熄灭，改变正向电流的导通时间，从而达到亮度调节的效果。模拟调光通过改变LED电路中的电流来调节LED的亮度。缺点是在可调电流范围内，可调档位有限；PWM波调光可以通过改变高低电平的占空比任意改变LED的开启时间增加了亮度调节档位的数量。本文拟采用两种方法共同实现调节LED亮度的效果。
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1 LED调光方式
模拟调光是通过改变LED回路中的电流来实现调光led调光器，电源电压不变，通过改变R的阻值来改变回路中的电流，从而达到改变LED亮度的效果引领。许多其他模拟调光都是这种方法的扩展。它的优点是电流可以连续，但可调电流范围往往受硬件限制，调节档位不多。对于需要灵敏亮度感应的高精度照明设备，这种方法并不理想。
数字调光又称PWM调光，是通过PWM波来改变LED正向电流的导通时间，从而达到调节亮度的效果。这种方法是基于人眼对亮度闪烁不够敏感，从而使负载LED亮灭。如果明暗频率超过100Hz，人眼看到的是平均亮度，而不是LED闪烁。PWM通过调节明暗时间比例来调节亮度。在一个PWM周期内，由于人眼对大于100Hz的光闪烁，感知到的亮度是一个累加过程，即亮的时间占据了整个周期。比值越大，人眼感觉越亮。但是，对于一些高频采样设备，如高频采样相机，在采样过程中LED暗时有可能捕捉到图像。因此，本文将模拟和数字相结合来设计LED的驱动电路。
2 使用电感的PWM调节方法
2.1 驱动电路
在电路中，当有电流通过电感时，电感会产生磁场，即部分电流转化为磁能的方式“储存”在电感中；当电流不再通过电感时，电感会通过电流传递磁能。在电路中释放。这也是电感上电流不能突变的原因。基于电感的“充放电”原理，可用于平均PWM波调光中产生的不连续电流。式（1）和式（2）分别是LR电路的充放电过程和电流与时间的关系。
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其中，If为最终稳定电流，I0为初始放电电流，τ（τ=L/R，L为电感值，R为环路电阻）为LR电路的时间常数。
图1所示为驱动电路，电感值的选择和PWM波频率的选择在该驱动电路中非常重要。选择芯片作为PWM波的输出端，利用定时器翻转控制高低电平时间，从而控制PWM波的占空比。
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图1 驱动电路
需要保证PWM周期小于电感的τ时间，因为如果PWM周期大于τ，电路中的电流很有可能达到电感饱和直流电流时PWM 的占空比发生变化，从而影响 LED。电流调节。当时钟频率为25MHz时，PWM周期的选择对电流变速有很大影响。周期越大，PWM占空比的档位就越多，反之亦然。打算使用256档的占空比，所以PWM波的频率选择如下，即周期在10μs以上，直流电感为10Ω。此时电感值应选择大于0.1mH。图 2 显示 PWM 频率为 ,
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(a) 电感值为0.1mH时电流与时间的关系
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(b) 电感值为1mH时电流与时间的关系
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(c) 电感值为40mH时电流与时间的关系
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(d) 图c曲线局部放大图
图2 不同电感值下电流随时间的变化。
通过仿真，可以初步选择40mH的电感作为驱动电路。图3是示波器采集的电压波形图。该电压是电路中串联的 20 Ω 电阻上的电压。稳定后，电压为340 mV，即电路中的电流为17 mA。由于实际电路中电流存在损耗，实际电流值比仿真电流值小，但整个电流的变化趋势与仿真基本一致。
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图3 电感值为40mH的电路中串联电阻的电压变化
2.2 电流与PWM占空比的关系
图4为LED驱动电路的充放电曲线，Imax为电路在直流条件下的最大电流。假设当PWM占空比为m时，电路中的电流值围绕充电曲线上t1时刻的电流值波动，此时应满足以下条件：充电曲线在t点的斜率为k1，放电曲线在a点的斜率为k2，则应有k1mT=|k2|(1-m)T，因此驱动电路中的电流保持在一定值附近略有波动。
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图4 RL电路充放电曲线示意图
分析可以看出，启动驱动电路后，经过几次充放电循环，电流达到一个相对稳定的值，然后电流围绕这个稳定值波动。如图5所示，对于每个周期，电流曲线的斜率在充电过程中都在减小；电流曲线斜率的绝对值在放电过程中逐渐增大；当满足图4的条件时，电流相对稳定。因此，当LR电路的时间常数τ一定时，电感电流与PWM占空比的关系为：
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其中 m 是 PWM 占空比。
图5是电感电流随PWM占空比变化的实验结果曲线，是电感值为40mH，在电路中串联一个22Ω电阻时测得的。分析理论公式和实验结果可以发现，当PWM占空比为36%~86%时，电感上的电流值随PWM波的占空比呈线性变化，变化趋势与理论一致推导。
对于占空比高的部分，由于充电曲线的斜率已经趋近相同，此时电流值也趋于最大值，而在占空比低的部分，由于充电时间短，电路中的损耗很大，电感值上的电流也趋近于零。
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图 5. 电感电流随 PWM 占空比变化的实验结果曲线
2.3 PWM占空比调整方法
用计算机通过RS-485在线控制PWM占空比的变化led调光器，根据需要在256档中选择，每次用计算机向RS-485发送两个字节的十六进制命令，从而改变输出C8051的。达到改变LED亮度的目的。
RS-485接口电路的主要功能是：将来自微处理器的传输信号TX通过“发送器”转换为通信网络中的差分信号，同时也将通信网络中的差分信号通过“发送器”转换为接收信号。 “” 微处理器接收到的RX信号。在任何时刻，RS-485收发器只能工作在“接收”或“发送”两种模式中的一种。因此，采用图6所示电路，微处理器输出的R/D信号直接控制芯片的发射/接收使能：R/D信号为“1”时，芯片发射有效,并且禁止,此时微处理器可以向总线发送数据字节; 当R/D信号为“0”时，芯片发送禁止，接收有效，此时微处理器可以处理来自RS-485总线的数据字节。在这个电路中，芯片中只有“接收器”和“发射器”之一可以随时处于工作状态。
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图6 RS-485电路
无论从仿真还是实验的角度来看，在PWM调光驱动电路中加入电感，都可以成功地将电路中变化幅度较大的电流“平均化”，使其稳定在理论计算可以得到的值附近。本文结合了模拟调光和数字调光的共同优点，通过驱动电路中PWM波与LED电流的函数关系，可以利用RS-485改变PWM波的占空比，从而使LED有一个理想的当前值，并用电脑实时细致地改变LED的亮度。
LED光源作为一种新型的绿色光源，以其低功耗、长寿命、响应快、高效节能等优点得到越来越广泛的应用。在同等亮度下，LED光源耗电量仅为普通白炽灯的十分之一，寿命却可延长100倍。但其寿命在很大程度上取决于驱动电源，因此一款可靠、转换效率高、寿命长的LED驱动电源对于LED光源来说非常重要。
本文设计了一种LED光源驱动电路，介绍了设计原理和方法，采用电压电流双环反馈，可输出恒压恒流，具有开环保护负载功能，可有效提高服务LED光源的寿命。
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1 芯片介绍
本设计采用电源芯片作为开关电源的控制芯片。该电源芯片在一个设备上集成了一个700V高压开关和一个电源控制器。不同于普通的 PWM 控制器，它使用简单的开/关控制方法来稳定输出电压。该控制器包括振荡器、使能电路、限流状态调节器、5.8V稳压器、欠压或过压电路、限流选择电路、热保护、限流保护、前沿消隐电路。该芯片具有自动重启、自动调整开关周期导通时间和频率抖动等功能。
2 电路工作原理分析
电源核心部分采用反激式变换器电源控制器，结构简单，易于实现。总体设计电路图如图1所示。
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图1 电源整体设计电路
2.1 输入整流滤波电路
考虑到成本和体积等因素，采用无源功率因数校正电路来改善谐波，主要是通过改善输入端整流滤波电容的导通角。具体做法是在交流进线端与整流桥之间串接电感。如图1所示，C1、C2、L1、L2组成π型电磁干扰滤波器，采用填谷电路对电路进行填谷，以降低总谐波失真。填谷电路由D1、D2、D3、C3、C4、R3组成，对50Hz交流电流的3次谐波和5次谐波进行限制。
整流和滤波后的直流输入电压施加到 T1 的初级绕组。驱动变压器初级的另一侧集成在 U1 ( ) 中。二极管D4、C5、R6组成钳位电路，将漏极漏感关断电压峰值控制在安全值范围内。齐纳二极管钳位和并联 RC 的组合不仅优化了 EMI，而且效率更高。
2.2 高频变压器设计
可完全自供电，但使用偏置绕组可实现输出过压保护，并可在反馈出现开环故障时保护负载，有效降低对LED光源的损坏。在本设计中，使用了偏置绕组。如图1所示，同时芯片可以采用较低的偏置电压供电，抑制了内部高压电流源的供电，空载时功耗可降至40MW以下. Y电容减少电磁干扰。2.3 反馈电路设计
次级采用恒流恒压双环控制。它是一个恒流恒压二次侧控制器。如图2所示，它内部集成了一个2.5V基准电压源和两个高精度运放。
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图2 芯片内部结构
电压基准和运算放大器 1 是电压控制环路的核心。运放2是一个独立的电流控制运放。在本设计中，电压控制环用于保证输出电压的稳定性。电流反馈控制环检测LED平均电流，即电路中R17上的电流，转换成电压与2.5V基准比较，反馈误差调整导通。
具体工作原理是：调整输出电压值。当输出电压超过设定电压值时，电流流向光耦LED，从而拉低光耦中三极管的电流。当电流超过使能引脚的阈值电流时电源控制器，下一个周期将被禁止。当下降电压小于反馈阈值时，将启用开关周期。通过调整启用周期数，将调整输出电压。同理，当检测到R16上的电流，即输出电流大于设定值时，电流通过另一个二极管将光耦LED中三极管的电流拉低，达到下一个周期的目的抑制，
当反馈电路出现故障时，即出现开环故障时，偏置电压超过 D9 和 /MULTI- 引脚电压，电流流向 BP/M 引脚。当该电流超过 ISD（关断电流）时，内部锁存关断电路被激活以保护负载。由于使用偏置绕组向BP/M管脚送电流，抑制了内部高压电流源。这种接法将输入时的空载功耗降低到40MW，有效降低了功耗。
3 电路参数
3.1 输入输出参数
输入电压（交流）：85~265V
频率：50Hz
输出电压：12V
输出电流：1.67A
输出功率：20W
3.2 变压器参数计算
当最低电网电压为85V时，最低直流输入电压V MIN 可由下式计算：
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式中，ACMIN，PK V为最小输入电压的峰值，W IN 为电容的放电能量，其中：
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放电能量IN W等于所需峰值输出功率OPK P与放电时间/2tLT的乘积：
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式中ct为整流二极管的导通时间，假设为3ms，LT为20ms，η为转换效率。IN V经计算约为88 V。在设计变压器时，考虑到开关电源的磁通量在整个范围内是不连续的。最小输入电压下的最大占空比为 DMAX = 0.5。
初级感应电动势RV是次级电压通过初级线圈的感应值，可用下式计算：
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VDS可以忽略，则VR=88V。
初级电流的最大峰值PKMAX I与最大输出功率POMAX成正比：
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可以计算出=1.16A。
初级电感L1的计算。初级电感可由反激式变压器的能量方程式确定：
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开关频率约为 132 kHz，因此计算得出 L1 = 891μH。在不连续模式下，磁芯的最大磁通密度通常受磁芯损耗的限制。为了使磁芯损耗保持在可接受的范围内，对于本设计中使用的EF25磁芯，选择BMAX=0.4特斯拉来计算初级线圈的匝数N1。
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其中MIN A为铁芯的最小横截面积。对于 EF25，AMIN = 52.5 mm2，N1 = 85。
又按设计要求计算：
次级N2=8，采用两个并联绕组；偏置绕组N3=9，采用两个并联绕组。
3.3 变压器绕组
如图3所示，是变压器初级、次级和偏置绕组的示意图。
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初级绕组从引脚 2 开始，从左到右分 2 层缠绕 85 匝（x1 线）。在第一层结束时，继续从右到左包裹下一层。在最后一层，将绕组均匀地分布在骨架上。以pin 1为末端pin，加1层胶带绝缘。
偏置绕组从引脚 4 开始，绕 9 圈（x 2 根线）。绕组的旋转方向与初级绕组相同。将绕组均匀分布在整个骨架上。以pin 3为末端pin，加3层胶带绝缘。
次级绕组从引脚 7 开始，绕 8 圈（x 2 根线）。将绕组均匀分布在整个骨架上。绕组的旋转方向与初级绕组相同。以pin 6为末端pin，加2层胶带绝缘。
4。结论
设计了一种基于上述的大功率LED驱动电源电路，分析了其工作原理和设计方法。反馈环节采用恒压恒流双环路设计，保证输出电压和输出电流恒定。同时能自动关断，保护负载，有效减少对LED光源的损坏，提高LED的使用寿命。同时，转换效率在83%以上，满足谐波含量国际标准要求。经验证，该电路能够输出预期的效果。